THY888 SZA263/LTFLU超级PWM基准测试 Test of Ultra Precision PWM 10V by THY888



  • 固态基准的核心器件目前有两个:Linear的LTZ1000和Fluke让Linear代工的LTFLU-1,前者内置部分恒温器件(温度检测、加热电阻),生产了30多年仍然没有竞争者,采用此器件的商品固态基准包括Datron/Wavetek的4910和Wavetek/Fluke的7001,市面上大部分8.5位万用表也用此IC作为电压基准。

    另一个是Fluke专用,找不到指标,但从使用和表现上看其性能与LTZ1000持平,但内部比较简单,恒温的话需要完全依赖外部,当然灵活性更大(可以不恒温、简单恒温),被Fluke广泛用在其基准相关的仪器中,比如高位表、校准仪,以及目前其唯一在产的732B/C基准系列。

    由于这两种器件输出电压都是7V附近,具体说,LTZ1000的电压在7.1V左右,其内部的稳压管电压比较高,此时正温漂比较大,大于补偿二极管的负温漂,使得整体电压在呈现正温漂。换句话说,二极管补偿欠补偿很多,不能通过减少补偿二极管的电流的方法得到0温漂,因此要得到低温漂必须依赖于恒温。另一方面,LTFLU的电压就比较低,其Zener的正温漂与补偿管的负温漂接近,可以通过调节补偿管的电流的方法得到近0温漂,这也使得Fluke的不用恒温就可以出基准产品(比如731B),也可以用简易恒温法得到不错的温漂(比如5720A)。其实,732B的恒温器的特性也不好,但由于不恒温的时候温漂可以调节到比较小,恒温的关键性就降低了。如此,加上精确的恒温,此7V电路的温漂可以更小。

    另一方面,固态基准目前主输出都是10V的,因此需要按比例把7V升压到10V。为什么说按比例?就是说升压公式V10 = k * V7 里面的系数k要固定,不能随时间、随温度等变化,这样才能把7V基准的好特性完全传递到10V。

    常见的升压方法有两种:基于电阻分压的升压方法和基于PWM的升压方法。
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    前者电路简单,简称电阻升压法,被广泛采用,甚至这个电路被放到国家标准JJG 1068内(见附件)。但是,其性能极度依赖于分压电阻对,因为其输出电压(忽略运放等次要因素影响后)为 V10=Z1*(1 + R1/R2),电阻R1或R2的任何变化都会对输出电压有直接影响。Fluke 732B就是基于这个原理,其表现(主要是长期稳定性)有好有差。好的可以直接承接JVS的传递任务,差的年稳会很离谱,而且变化可能没有什么规律。

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    后者简称PWM升压法,其实就是用PWM分压部分替代了R1/R2电阻分压。PWM的意思就是脉宽调制(Pulse Width Modulation),用精确的时间比例的方波,输出经过平滑后平均值正比于占宽比,而占宽比不仅可以精确、可调,而且从本质上的变化可以忽略,这就保障了分压的稳定性。

    此电路为著名的4910所采用,而见过的所有4910的拥有者都一致的认为其性能优秀。Fluke的电压校准源也都采用PWM方法,比如5440B、5720A。

    只不过PWM电路过于复杂,让很多实现者望而却步,也有人做了出来但性能并不理想。为什么PWM分压不容易做好?因为这里面涉及的不利因素太多,比如:
    PWM的开关On状态内阻不是0,而且内阻可能变化,直接影响结果;
    开关有上升沿和下降沿,不干脆,这也直接影响最终的分压比;
    开关Off状态下的泄露电流及其变化,自然对结果有影响;
    开关的电荷注入(Charge Injection)及平衡;
    滤波部分,把100%方波信号的占宽比滤成直流电压,不仅要求精确稳定的比例,而且还要低噪声。

    除了上述电阻升压和PWM升压外,其实还有不太常见的升压方法,比如利用LTC1043的开关电容法,这个以后我会专门发帖介绍。

    本次被测试的主角是thy888大神的最新作品,其基准采用SZA263,为Motorola定做的与LTFLU相仿的基准,而其PWM部分是N年(N>10)的倾力之作。

    测试什么?
    根据国家标准《JJG 1068-2011 固态电压标准》(见附件),测试内容包括输出电压的取值和输出电压的稳定性;
    另外,根据常规,还要测试直流内阻(负载特性)、温度系数、掉电恢复和噪声等特性。

    如何测试?
    不涉及输出准确值的测试例如采样噪声(标准差)、短期掉电上电特性、负载特性,直接用3458A测试;
    涉及输出电压准确值和稳定性的测试,采用JJG 1068-2011所描述的第二种方法:替代法。用4910AV做参考基准,用3458A同时循环测量6个其它被比较基准,由此计算出电压值,进而根据其它测试参数求得稳定性、温漂和掉电恢复等特性;
    至于0.1Hz到10Hz噪声的测试,要用专门的噪声放大器+示波器。



  • 简单和相对容易的测试

    外观、尺寸和重量
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    长134mm、宽76mm、高47mm、重320g,很紧凑。其实,我个人也很喜欢小的东西,比如我的一个731B已经很小但仍然让我缩短成50%。小体积的基准具有携带运输方便、热稳定时间短的特点。

    几乎没有突出部分,包括没有脚钉、没有开关、没有提手和没有接线柱,输出用的是那种允许带绝缘皮插头的高压香蕉插座。
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    另外一点,此基准没有保护输出(Guard),金属外壳也没有引出接线端子。市电供电商品基准,一般都具有保护(接内壳)和地(接外壳)两个接线柱,比如4400、731B、732A、732B、4910;直流供电的7001,没有Guard,但有外壳端子,这个可以用做防护使用。

    供电电压和电流 Power Consumption vs. Supply Voltage
    根据制作者,电源输入不分正负(内有整流桥),输入电压14.5V到17V,标称15V。
    室温25.5度的场合下施加15V稳压电源,电流初始值180mA,2分钟之内电流有波动,100mA到210mA之间,应该是恒温电路在工作,最后电流稳定在114.9mA,功耗1.72W。

    改变电源电压到14.5V,稳定电流为118.3mA;
    改变电源电压到16.0V,稳定电流为108.8mA。
    改变电源电压到17.0V,稳定电流为103.6mA。

    采用自带的13.5V、1A直流适配器供电,稳定后供电电压17.95V,电流99.4mA。该适配器空载输出电压为19.6V,测试时交流电压230V。
    此交流适配器的交流纹波实测70mVrms,带载稳定后,用34401A的AC V档。
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    负载调整率 Load Regulation
    以下测试,3458A已充分预热并校准,电源采用原带适配器,测试时3458A取NPLC=25,AZ,即每秒钟采样1次。负载采用10k、0.01%线绕电阻,每隔大约1分钟施加或断掉负载,重复两次。
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    电压值分别取平均,得到1mA负载情况下电压下降0.137mV,即内阻0.137欧。
    也可以说,负载1mA下输出变化-13.7ppm。
    因此,为了使输出变化小于0.1ppm,负载电流应小于7uA。普通数字万用表输入阻抗一般为10M,此时负载电流为1uA,只会引起输出变化0.014ppm,可以忽略。

    电源电压调整率 Line Regulation
    此处测试条件同上,但基准的供电采用IT6122稳压电源,电压每3分钟升高0.5V,即每1/240天升高1V。
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    得到的趋势线是每天变化4.56ppm,也就是6分钟(电源1V变化)输出变化0.02ppm,由此得到电压调整率为0.2uV/V,很小。

    3458A采样测量的噪声 Noise Measured by 3458A
    根据以上测试,取连续100个读数计算方差,最小值0.036ppm。

    重新对几个基准进行采样测试,NPLC=25,AZ=On,每个基准测试20来分钟,叠加做出曲线如下:
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    计算一下此PWM基准的方差,为0.039ppm,基本没有变化,可以看出曲线比较“粗”,意味着1Hz附近的噪声比较大。
    对比其它基准的方差,4910第一路为0.023ppm、第二路为0.022ppm,731B为0.020ppm,732A为0.016ppm,自己DIY的10V为0.021ppm。

    那么,这个标准差不太好,是否与供电电源干扰或纹波有关?是否与外壳悬空有关?
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    改用四节18650锂电池供电(16V附近),外壳接万用表的Guard,再次测试,标准差仍然是0.040ppm,没有任何降低:
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    为了测试此采样噪声与采样频率的关系,测量了不同采样周期的:0.2秒、0.4秒、2秒、4秒,也同样测试了4910第一路和732A作为对比。
    0.2秒的:
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    0.4秒的:
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    2秒的:
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    4秒的:
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    综合对比(噪声-采样间隔图)
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    可以看出,4910第一路和732A表现类似,采样间隔越大噪声越低,但变化不是很明显。其中采样间隔0.2秒的用了AZ=off可能引起测试数据的另类表现。
    但是,对于这个PWM基准,采样间隔小于2秒的时候噪声比较大,尤其是0.4秒的时候有类似“差拍共振”现象。到4秒的时候噪声突然变低,与4910一样。

    补充说明,为什么要测量采样噪声
    基准的测试或对比,现在都用数字采样的方法,无论是用高位表,还是DCC电阻桥,都是得到一串测量数据。理想状态下,这组数据串的值完全相同,但实际测试下来都会不同,围绕中心点(平均值)有离散性的偏离,而且基本上都是按照正态分布。那么,对于精密测量,这种离散型越小越好,才能在有限的时间内得到所要求的测量结果,或者在更长的时间内通过平均达到更低的测量不确定度。因此,采样噪声的大小直接决定了测量的不确定度(A类)。

    这种不理想的原因是基准和表的噪声共同造成的,表和基准的噪声的合成遵循方均根规律。3458A是业界里噪声最低的表(没有之一),1秒周期采样时噪声低达0.015ppm,即便0.1秒采样间隔噪声也仅为0.03ppm,为采样测试噪声首选表。

    举例说明,用理想表测量电压基准得到0.015ppm的方差,而用3458A测量理想电压源也会得到0.015ppm的方差,那么用3458A测量这个基准就得到0.021ppm的方差(二者平方、相加、再开方),而不是相加得到0.03ppm。

    上电特性 Power Up Test
    上电测试之前,基准断电放置2个小时以上,使得内部温度与环境温度保持一致。
    上电测试记录输出电压变化,同时用GL220通过一个Shunt电阻记录供电电流。电源为IT6122稳压电源,设置到15V。
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    这两个曲线内容是一样的,只不过第二个曲线把电压轴放大了10倍,可以看到后部细节。

    从电流曲线上看,开始加电的时候电流保持在187mA附近,1分多钟后降低到102mA,再过一分多钟后开始衰减振荡,最后稳定在118mA。
    从电压曲线上看,呈衰减振荡状,最高1.0008V、最低9.9996V,稳定时间大约为6分钟。

    从两个曲线的形状上看,未恒温基准呈正温度系数。
    电压曲线大概滞后电流曲线15秒钟,这大约就是恒温器的时间常数。

    上电特性重新测试一次,15分钟
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    短期掉电恢复特性 Short Time Retrace
    短期掉电指掉电时间短,包括闪断(亚秒级)到分钟级,这样恒温部分没有怎么冷却,主要考察电流各元件抗 电冲击的能力。
    本次测试共掉电三次,掉电时间分别是1秒、10秒、1分钟。
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    三个曲线是一样的,只不过后面的曲线纵轴坐标更加展开,可以看到恢复的细节。

    每次掉电后,恢复的时候有较高的电压脉冲,即便只掉电1秒钟也是这样。恢复的时候有衰减振荡,恢复时间在6分钟左右,而且这个恢复时间与掉电时间关系不大,掉电1秒钟也需要5分钟以上的恢复时间。

    一个不太乐观的现象,掉电恢复后电压不太一样,差别有0.5ppm左右,也许这个测试时间太短没有完全恢复。

    另外,最后一个掉电1分钟的,其恢复特性与上电曲线差不多。也就是说,掉电1分钟和掉电100分钟,恢复特性差不多。

    掉电1秒重新测试,两个图,一个较全另一个局部,可以看到,恢复的很好,恢复时间5、6分钟,只是尖峰比较大,10.023V:
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    以下二个曲线是掉电1分钟测试,同样观察到不完全恢复的情况,也正好相差0.5ppm:
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    再测试一次,多重掉电、上电:
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    可以明显观察到输出电压有两个台阶,一个是10V+0.3ppm另一个是10V+0.8ppm,二者相差大约0.5ppm,而且是随机变动,掉电恢复了8次,其中四次恢复到低台阶、四次恢复到高台阶。

    电容负载容忍程度
    1、先在输出并接0.1uF电容,然后基准加电,则表现正常,没发现有电压异常偏离或输出振荡的现象,说明电路有能力带动0.1uF电容负载。

    2、但是,基准先加电、后接较大的电容则表现异常:
    ---接0.1uF电容直接造成基准无输出,需要断开电源重新加电;
    ---接0.01uF电容可能使得恒温重置,输出形成大幅度衰减振荡,类似短时间断电。把电容改小成1000pF结果一样。

    3、接470pF电容则一切正常

    负载隔离特性
    没有隔离,瞬间短路就没有输出,与上面接电容情况一样。



  • 0.1Hz~10Hz低频噪声测试 Low Frequency Noise

    测试基准:263的和LTZ的两个PWM 10V,并用自己的4910等做对比
    测试方法:Enjoydiy的×10000倍0.1Hz-10Hz放大器+Pico示波器+噪声测量专用滤波器

    263的和LTZ的分别连续测试10次
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    263的PWM基准取平均值,噪声=1.67uVpp
    LTZ的PWM基准取平均值,噪声=1.89uVpp
    263的典型曲线
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    LTZ的典型曲线
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    作为对比,测试了自己的4910,这是基于LTZ1000的基准,升压部分也用了PWM方法。
    4910的第一路,测试了5次,平均1.75uVpp,下面是其中之一
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    4910的四路平均,理论上噪声会降低到1/2,实际5次平均值0.97uVpp,下面是其中之一
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  • 从此处往后,除非特别说明,测试改成替代法

    输出值 Output Voltage
    263-PWM:10.0000038V,即+0.38ppm。这个应该是低值,高值为+0.83ppm
    LTZ-PWM: 9.9999954V,即-0.46ppm
    输出值根据下面曲线16:00到18:00取的平均值
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    掉电恢复特性 Retrace

    温度系数
    263-PWM的温度系数非常小,计算得到4.8E-8/10=4.8ppb/K
    即温漂小于0.01ppm/K
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    LTZ-PWM的温度系数也非常小,计算得到1.28E-7/10=12.8ppb/K
    即温漂小于0.015ppm/K
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  • 中期稳定性测试

    这里所谓中期,是指按月来衡量时间的稳定性。长期=按年,短期<1月。

    测试采用与4910-AV N次替换对比方法,N>1000。
    我的4910可以说是极品,至少15年没有调准过,目前AV偏差仅1ppm,而且4个10V的互差(max-min)不到1ppm。

    测试温度平均25度。

    THY888-LTZ-PWM-10V:
    2019-7-01,9.9999954V,即-0.46ppm
    2019-7-15,9.9999956V,即-0.44ppm
    半个月增大了0.02ppm,若按照线性趋势每年约+0.5ppm,当然由于时间间隔个差异都很小,误差会比较大。
    2020-3-13,9.9999989V,即-0.11ppm
    257天增大了0.35ppm,若按照现行趋势每年约+0.50ppm。

    顺便把自己的也罗列出来,反正都是一起测试的
    OWN1-LTFLU-PWM-10V:
    2019-7-15,9.9999829V,即-1.71ppm
    2020-3-13,9.9999805V,即-1.95ppm
    243天降低了0.24ppm,若按照现行趋势每年约-0.36ppm。

    OWN1-LTFLU-PWM-7V:
    2019-7-15,6.9585410V



  • 其它测试

    以下测试,针对我用THY888转我的PCB和一只拆机的LTFLU-1CH组装的一块板子进行,主要涉及内部测试。
    下图与原板不同的地方,焊了LTFLU-1CH并加上绝热泡沫、两处屏蔽没有加盖、R7焊了蓝色的60k AE塑料块、加焊了几个测试柱和测试引线。
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    关键电阻敏感度/弱化
    LTFLU基准处于非恒温下(加热控制运放到加温管路径断开),电源加15V,输出值:
    9.99989V

    在1.35k稳压管电流提供电阻R9上并联25k(见下图),即减少5.1%,输出值:
    10.00049V,即增大0.0049%,弱化1045倍。

    这个有点出乎预料,看来LTFLU稳压管的动态内阻很低,才1欧多点。这样也说明,这个R9电阻采用pft56级别的就好。

    在LTFLU集电极调温电阻51k上(R9)并联1M电阻,即减少4.8%,输出值:
    10.00204V,即增大0.0204%,弱化236倍。
    这个弱化就差一些,如果这个电阻变化了0.01%(100ppm),对应输出变化接近0.5ppm。所以,这个电阻一定要选好的,最好用金属箔,再串联不到10%的调整电阻,调整电阻也需要是0.05%级别的。

    恒温部分
    以下电路图,来自THY888的帖子附件,蓝色是实际电阻阻值,红叉处为了测试已经断开,绿色为测试点,其中7V为低阻输出(运放跟随),To为温度测试点,内部温度C=(Vto-0.5)/0.01,Tdr为加热驱动。
    温度设置分压电压=8.04/(8.04+45.3)*6.95V=1.0476V,因此恒温温度54.76度,比标称的50度高了接近5度。
    另外,R2-R4变化对恒温温度的改变,为每0.1%改变0.09度,所以至少要用0.1%的电阻,才能保证恒温温度变化小于0.1度。
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    恒温温度与加热电压之间的关系
    加热电阻和加热三极管包括温度传感器都是贴片的,对称的焊在镂空电路板的背面。
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    逐步(0.3V步长)改变加热电压,使得总电流以大约1mA的步进值增大,测得内温如下,红线取包络高值。
    可以看到加热电压不大,4V下就可以达到57.5度,或者说在环境温度15度的时候4V下可以达到47.5度,加热电阻上的电压大概是3.3V,而三极管的电压26.7V,所以热源主要是三极管。
    4V下总加热电流大约是3.3V/2.4k*4=5.5mA,加热功率165mW。
    如果恒温在41度,那么此时(25度环境温度,温差16度)需要1.55V的加热电压,对应1.5mA的加热电流和45mW的加热功率。
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    动态特性/单脉冲响应/延迟特性,电压和温度对时间曲线
    前半部分就是逐步加压,后面突然撤掉电压,最后加到3.05V。
    降温常数大约3分钟,升温常数大约也是3分钟
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    温度-电压曲线
    就是温漂曲线,慢加温部分比较粗但缺少慢降温,快速升降温有较大回差属于正常,红色点线为二次回归。
    通过公式简单计算得到,次配置0温度系数点51.5度;
    在40到45度范围内,温漂大概是1ppm/K。
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    由于上述R7在40多度的时候为正温度系数,增大R7,60k||(505k+200k),重复测试:
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    做出电压-温度散点图
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    由此,0温度系数点为43.03度,正合我意。这个温度对应传感器0.9303V的输出。

    改动恒温器设定温度到43度
    通过计算,需要在R2或R3上(均为4.02k)并联一个12.2k的电阻。实际上找了一个12k 1%的贴片电阻,贴并到R2上:
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    并联完毕实测分压值为0.9296V,可以认为就是43度。

    另一PWM-10V基准同样改动,在R2上并联12k电阻后,实测设置温度电压(运放5脚)为0.9350V,对应设置温度43.5度。
    此图右边可以看到,R7已改成69.259k的塑封金属箔电阻。
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    以下为实测曲线:
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    做出38度到49度的电压-温度散点图,并用二次曲线拟合:
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    由此计算出0温漂温度=-4.322E-07/3.753E-05/2=43.42度,与设置恒温温度43.5度几乎没有差异。

    有人也许会问,为啥你一下子就能用了合适的R7使得零温漂温度正好是设置温度?其实不是,在这之前我测试了6次,每次都是记录数据画曲线求出0TC温度,最后这次其实是在R7=69.259k的基础上又并了个22M的电阻
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    改动恒温器时间常数,以便减弱阻尼振荡

    7V与10V对比
    7V比10V就是PWM占宽比(加滤波)
    前面已测试10V掉电恢复有两个台阶,这个现象到底是7V引起还是PWM引起,测试7V/10V即可揭晓。

    7V与10V之比 的测试也很简单,就是用3458A循环测试7V和10V,掉电再上电,最后做出7V/10V曲线。
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    由此曲线可以得出,10V仍然存在两个台阶的现象。
    显然,两个台阶与恒温部分无关,因为那部分已经断掉。
    7V是稳定的,19:40那地方有跳变是温度变化的原因。
    测试过程中用34401A监测+15V输出,变化很小,只有0.2mV。-4.322E-07x2 + 3.753E-05x



  • 测试总结

    建议后续版本改进的地方

    1、DC-DC的输入电压从24V改为12V的
    该IDEC已停产,但根据兼容的COSEL ZW1R5的厂家手册(https://en.cosel.co.jp/product/powersupply/ZW/ZW1R5/ ),24V输入的输入范围为20V到30V,因此用在15V输入相差太多。改成12V输入的后,输入范围10V到15V,适合常见电源,也适合三串锂电供电。
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    2、加大DC-DC的输出电容
    现结构为几个22uF的瓷片电容,不仅总容量达不到厂家建议的100uF标准,更主要的是Y5V这类MLCC电容的容量随电压的升高下降太多,22uF的会在10uF以下。建议并联传统电解或每15V用总数10个22uF电容并联。
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    3、降低输入电容值
    原输入电容1000uF,建议改成47uF,以免输入冲击和打火。DC-DC厂家建议如此。
    即便内部有整流桥,但不建议交流输入。直流输入的时候外接电源本身已有足够大的滤波电容。
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    4、LTFLU的安装部分
    目前PCB引脚间距比LTFLU大了有1mm,基准贴不到PCB上,若强行压下去引脚分开受力太大。我目前是垫2mm厚的导热硅片,这样一方面热耦合好,另外引脚也不受力。后续版本希望能把PCB的脚间距调节到与LTFLU一样。

    5、恒温部分
    目前恒温部分在加电和短暂断电的时候有较大幅度的过冲、衰减振荡,周期大约50秒。衰减振荡的原因一般就是温度传感器和加热器之间耦合比较松,以及控制器调节过快(时间常数短)。

    另外,感觉恒温温度50度偏高。Fluke 732A那么大的东西恒温在45度,因此自己做的低功耗的小基准恒温在40度到45度之间比较合适,低温恒温有助于降低功耗减少干扰和缩短稳定时间。唯一的问题是较高环境温度下不恒温,但这点也不必担心,此基准不恒温下内部温度大概比环境温度高7度,因此40度恒温理论上可以适合33度的环境温度,这对于基准实验室来讲不难满足,这么高的环境温度人都受不了 就别再测试基准了。

    6、基准周边电阻
    R7、R8弱化系数有限,最好采用金属箔电阻。

    7、输出启动
    目前的基准,输出瞬间短路则无输出,原因是7V取自10V,所谓自举供电。10V掉了7V也就没有输出,这样反过来影响10V,也无输出。
    改进的办法是增加一个启动电路,从15V电源通过低耗电稳压IC得到限流20mA的10V,然后通过一个硅二极管加到输出的10V上,正常情况下这个二极管0偏,几乎没有电流。其实就是反偏或者+0.3V偏压电流都可以忽略。这样待输出短路取消后,就有一个限流20mA、限压9.3V的电源施加到10V输出上,完成启动。

    8、输出隔离
    即便有输出启动,当短路时,7V和10V都没了输出,LTFLU没有电流,恒温点会变化,短路取消后恒温电流跳动很大,7V和10V的输出也变动非常大,等价为重新启动,稳定需要很长时间。

    输出隔离,就是在原有内部10V的基础上,增加一个外部10V输出缓冲环节,7V由内部10V供电。外部10V短路后,会有限流,同时内部10V保持不变,内部7V自然也不变,达到隔离作用。待外部短路消除后,输出马上就可以复原,不需要额外稳定时间。

    参考资料:
    THY888自己的帖子:http://bbs.1ppm.cn/topic/147/用PWMDA再做SZA263 10V基准
    自己以前的帖子 http://bbs.1ppm.cn/topic/60/sza-263参考放大器pk超级电压基准ltz1000
    JJG 1068 JJG 1068-2011 固态电压标准.pdf



  • thy888老师此版本基准是否仍然采用了dcdc升压开关电源?如果采用了开关电源一部分噪音是否有可能是开关电源引入的?可否考虑去掉开关电源采用线性电源或者电池供电?



  • @8508A 准备做线性电源的,内置R薄型变压器对比



  • @THY888 可以在现有版本基础上改进,电池供电。模拟部分(高压)直接用电池供电,数字部分用dcdc降压。



  • 看了老大的电容负载测试,这个问题是由于基准的供电是自举的10V,接电容相当于输出短路一下,自举电压消失,7V齐纳无供电,输出也消失,基准部分由于没有单独设计启动电路,必须断电,重新上电,靠电路的扰动启动。这部分启动电路原来设计有,通过几个版本的对比,发现上电无启动部分,也可靠电路扰动,可靠启动而取消了。
    采样间隔不同的1秒周期噪音,我估计是与表的采样形成了共振,有的人称为呼吸效应。因为噪音放大器看,没有出现这么大的噪音。



  • 很详细的测试说明,并且通俗易懂。



  • 掉电恢复到不同台阶的情况,我似乎也观察到了。通电足够长的时间(数天)可能能跳回去。
    为何说似乎呢,是因为我正准备详细观察这个现象的时候,我同事把电源给我关了。。。



  • 说的似乎后面再没时间没电一样!



  • @redtony 是的 再没时间了 至今没回去



  • THY888的板子、淘宝买的外壳和接线柱到货,今天装好了。
    核心的LTFLU,用的拆机的-1ACH,是很久以前Zoo团购的,包装用的大力丸外壳
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    供电部分,加了个开关和电池接口,即两用电源。
    去掉原来的整流桥,外接DC经过一个1A保险丝后接电池,然后通过开关加到板子上去
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    电池打算用4节3500mAh的NCR18650GA串联(并加保护板),电压范围13V到16.8V,可以连续使用30多个小时。
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    以下是原本的样子+计划图
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    面板做好、焊接前
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    面板+插座,下面有有机玻璃全反射光导,让贴在板子上的LED的向上的光线折弯90度后输出
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    焊好的样子,加了个共模磁环穿绕了两圈
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    正面外观,采用左正、右负的排列次序,蓝色的插座接外壳
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    背面,引出DC插座和开关,其中开关是Toggle型的,仍然才用不露头设计,Off的时候是完全缩回去的,不会因为碰撞而误开机,On的时候需要用尖头物体扎进去才行。下面的照片处于On的状态,稍有露头。
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  • 改装得很巧妙



  • 这里要指名一下3609,没有公德心!
    做一批盒子很难吗?



  • 改动

    降低恒温温度
    原来恒温设置电压是从7V通过45.3k+8.04k电阻分压而来,分压值=7*8.04/(8.04+45.3)=1.0551V,减去0.5V为0.551V,代表55.1度恒温温度,比较高。

    实测不恒温、基准保温的场合下,基准的温度比环境温度高8度,因此,环境温度32度下,恒温温度降低到40度也没有问题。

    改动的办法:在8.04k电阻的1/2部分R2=4.02k上并联一个12k电阻,则恒温温度降低到43.0度。
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    改大加热电阻
    原始加热电阻242,即2.4k,在加电的时候运放会满电压供给,电阻上的电压为30V减去运放的0.1V和三极管的0.6V为29.3V,这样电流就是29.3/2.4=12.2mA,四个并联为48.8mA(功率1.46W),这已经非常接近DC-DC的50mA极限(功率1.5W),加上其它用电,已经超过。

    把加热电阻改为3.6k,这样单个电流29.3/3.6=8.14mA,四个并联32.6mA,在模块允许范围内。
    改动之前,15V上电电流198mA,改动后这个电流降低到153mA。
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    改动后,测试了上电特性如下图。
    初始有接近1分钟时间满电(30V)加热,然后有2分钟不加热,后面有4分钟的衰减振荡。
    橙色输出电压有锯齿,大概是高频噪声差拍了。
    灰色线为内部温度,最高过冲到51度,最后很精确的保持到43度。
    黄色线为DC-DC表面温度,20分钟升高12.3度。
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    换DC-DC模块
    原模块为24V输入,按照兼容厂家的说明,允许输入电压范围是20V到30V,这个电压范围比较高,不常用,尽管用15V输入可以用,但可能会出问题。

    改为12V输入的,允许输入电压范围10V到15V,适合常见的DC电压范围,也可以方便的用3节锂电供电。
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    这两个模块加上12V电压时空载,电流分别是39mA和41mA,输入10V到15V空载电流不变。
    拆下来的24V输入模块,输入15V到20V时空载电流均为27.2mA。
    模块的输入输出电容都换成了100uF 25V。

    改U5负电源
    前面提到过,此基准有短暂短路后不恢复输出的问题,这也涉及到不能接电容负载(实际上电路允许,但接了电容后短暂短路造成无输出),甚至用扫描器轮回测试的时候也会偶然无输出。纠其原因,就是7V的供电来自10V,而10V又从7V通过PWM而来,形成循环,一旦没有10V后,7V也消失,输出运放U5也就没有输出,10V保持无输出。

    其实这个输出部分和自举电路是成熟的,Fluke早在70年代就在731B里面用,其中R13 Fluke用的是恒流二极管,负责启动左右,但为什么在这里就不好用了呢?
    下图来自隔壁唐老师自己的帖子的附件:
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    后来发现,我手里的板子,U5的4脚是接到-15V上去的,这样当10V短暂短路后,U5的输出为-15V,深度饱和,R13就无能为力了。把运放U5的4脚改成接地,故障排除。
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  • 这个模块不错,厚度还薄一点点