变压器法7转10升压 7V to 10V Conversion with a Transformer



  • 比较常见的7V转10V有以下几种方法:
    电阻分压法,简单,但电阻的老化和温漂会直接影响结果。
    PWM分压法,比例稳定,但电路复杂,输出噪声偏大。
    转移电容法,比例稳定,但只适合特定电压(6.66V、7.5V)。
    变压器法,大体上是上述两种方法的折中,即:
    比例稳定、复杂程度适中,不需要滤波,噪声不大,调整起来也算方便。

    基本框图
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    部件组成
    1、原边驱动
    2、变压器铁心
    3、变压器线圈与绕制
    4、解调
    5、反馈对比闭环
    6、其它



  • 1、原边驱动

    首先,驱动是方波电压,顶要平直
    平直度在正半周(0%到50%)的中后期25%到40%的时候要保证100ppm之内,这样才能在其它参数0.1%的变化的情况下保证0.1ppm。
    方波的上升沿、下降沿没有要求,慢一些反而好(减少干扰)

    其次,驱动幅度线性可调,大概的调节范围是9.5V到10.0V(或者4.75V到5.0V,如果初级线圈减半的话)
    线性度没有要求,基本成比例就好

    驱动频率要稳定,秒稳应优于1ppm,分稳优于10ppm,时稳优于200ppm
    频率范围可能是100Hz到1kHz之间
    频率低对变压器要求高容易饱和而且电容选择的要大,频率高则要求器件高频特性好、电荷注入小、开关内阻小。

    第三,驱动要保证对称,对称性要保证在0.1%之内。
    因为变压器是感性的,不对称的驱动会产生直流偏置,使得铁心特性改变。

    第四,驱动电流要大于20mA。不是说变压器电流会有20mA,而是指驱动能力。

    其它,电源要低内阻、低噪声,否则平顶波形可能会变差,平顶的时候的噪声就是电源噪声。

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    如图,驱动信号电压从4017的进位输出而来,保证方波对称性;推动用CD4070,对称,延时一致,由XOR的另一脚控制相位/反相。
    输出为对称推挽,管子内阻很小,保证方波平顶。
    U3A到U3D为R-S触发器,死区排除,供给解调用。



  • 2、变压器铁心

    采用无间隙环形磁心,优势是单轴对称,在绕制线圈也对称的情况下可以取得良好的单圈一致性,即每一圈的电压都一致,这样多圈才能取得良好的线性。

    磁芯要求高导磁率,这样漏磁小、线圈圈数少

    要求低损耗,即体电阻低,或者薄片绕制等效体电阻低,同时磁滞回线面积小。

    符合上述要求的磁芯一般采用坡莫合金、非晶/纳米晶磁心。

    磁心大小,可以考虑芯孔面积1cm2到3cm3,截面积1cm2左右

    EEVBLOG的pyta用的NANOPERM@(纳米晶)M-070,26×16×12,AL值(单圈电感)58-116uH(10kHz),但他说初级(100T)为3H左右,这样折算下来AL=300uH,为指标值的3倍了,矛盾。

    我首先选用了下图这种杭州启昊电子有限公司的,内芯20×14×10,比pita的小一些,但是,AL实测202uH比M-070的指标还大,初级绕100T的话电感量应该是1.9H,不及pita的实测3H,需要10线并绕12T到15T才差不多。
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    为什么会选这个,是因为测试了好多,这个导磁率高、大小合适
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    计算一下:
    pyta的M-070,即便按照AL=116uH计算,磁导率也就是10.2万,我选的磁导率达到28.6万。
    另外那个第二大的白色的30×20×10,AL=298uH,磁导率达到37.2万,只不过由于体积大而没有选用。



  • 3、变压器线圈与绕制
    以下为初步计划
    1、原边也就是驱动边,10线并绕10圈,然后串联,形成100T,5V驱动,这样每T就是50mV;
    2、副边10线并绕20圈,然后串联,形成200T,输出10V,其中70%处抽头形成7.00V;
    3、7V补充绕组,加1T相当于0.05V,这比如7.15V就需要3T
    4、10V补充绕组,针对SZA263或者LTFLU这种不到7V的基准,加1T相当于7V基准减少0.035V,比如6.65V要加10T
    5、细分绕组,补偿在10V端,1T相当于10V的0.5%即5000ppm,弱化200倍,用金属箔进一步分压

    最重要的特性:保证副边特性一致
    即副边任何一圈的电压均严格相等,或者每10T相等。
    为了做到这一点,可以选择10线或20线并绕10圈,然后做出10组线串联起来。

    至于线圈或漆包线的线径和内阻,这个关系不是很大,只影响Q值。线细了不好绕容易断,但线粗了窗口塞不下或者体积太大,感觉选择0.15mm到0.25mm之间比较合适,此时绕好后副边总内阻最多也就是几十欧级别的,影响很小,参照下面的42。
    0.25mm的线截面积0.05,240圈12mm2,窗口截面积113mm2,没有问题。



  • 4、解调

    解调有两种:峰值解调、峰峰值解调。前者类似半波整流(或全波整流,如果两个半周都利用的话),元件比较少、省电容,但要求变压器圈数多,可能引起不对称或有直流分量,但实际上因为稳态时副边电流非常小(uA级),不会有问题。
    后者类似倍压整流,需要两个电容和两个开关元件,但变压器的圈数降低为一半。

    对解调开关的要求:
    41、无残压
    残压就是开关On的时候两端呈现的电压。
    现代开关都是JFET或MOS管这种体电阻方式的,残压非常低,0.1uV以下。
    以前有用三极管做开关的,那个残压较大,可能有上百uV或更大。

    42、内阻低
    电容通过内阻充电,外负载也要通过内阻放电,所以才要求内阻低。
    假如电容1uF,时间0.1秒(10tao)充满,那么内阻就是0.1s/1u/10=10k,这个要求还是相当低的;
    假如负载和漏电10nA、影响1ppm=10uV,那么内阻就是10uV/10nA=1k,这个要求也不高。

    43、漏电小
    参照上面,漏电应1/10之内,即1nA之内。
    1uF、10ms、1nA下,电压下降1uV,对于7V就是0.14ppm,这也是电容峰峰电压,完全可以接受。从另外一个角度看,此种电路无需附加滤波。

    44、电荷注入小
    在开关On的时候,平顶的电位与电容短接(通过模拟开关),此时不怕干扰或注入。问题在于开关断开的瞬间,“注入电容”等会与1uF主电容分压,造成电压变化。例如注入电容为1pF,就是1uF的1ppm,可能会引起0.5ppm的电压变化(假设5V对10V)。

    45、其它干扰小(耦合电容等)
    由于驱动包含了死区排除,因此开关闭合和断开的时候副边电压已经处于稳定,希望驱动部分不要引入额外的变数,这样驱动动作缓慢为好。
    假设频率500Hz即半波周期为1000us,驱动高位名义上从200us到800us,实际上 上升沿可以从200us到250us,下降沿800us到850us,也就是很慢速的50us,这样不至于引起电荷注入。

    二次曲线原因探讨
    所谓二次曲线,就是输出值随变压器位置/幅度呈现非线性,酷似二次曲线。pita的试验就是这样,如下图
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    而有一本波兰的计量的书描述感性分压也有类似曲线
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    为什么是二次曲线?其实非线性最常见的就是二次,二次特性在自然界中广泛存在,例如匀加速运动距离与时间,比如恒阻下功率与电压。

    那么为啥在本节(解调)里面讨论这个问题?因为极度怀疑这个二次特误差性与解调有关。

    例如副边一个5V另一个10V,都用100欧电阻对1uF电容充电,就会产生二次误差。
    为了避免二次误差,应该把5V的电容加大到2uF,同时在10V的解调开关上串联100欧,才会让5V和10V对称。



  • 5、反馈对比闭环

    放大器的选择与电阻法7转10类似。

    Ib不大于1nA
    Vos的温漂不大于0.3uV/K(这样总温漂贡献不大于0.03ppm/K)
    Vos时漂不大于0.2uV/Mo
    Av增益不小于120dB(这样1V输出变化影响不大于0.1ppm)
    低频声不大于0.3uVpp

    可选的运放包括OPA277U、ADA4077B-1、OPA188、OPA189、ADA4522-1、LTC2057



  • 6、其它



  • PCB制板
    底层已隐去,顶层半显,这样才能比较容易看清两面满铺的结构。
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    测试准则和方法

    测试准则:7V抽头处的解调值和10V的正好为7:10关系。
    此关系成立,说明7转10系数理想,完全由变压器决定。
    如果有误差,那说明存在不理想因素。

    不理想因素实则难免,要求比较小、可控、变化不大。
    比如偏差10ppm,那么只要这个偏差保持稳定,变化不超过1%,那这算到输出就是0.1ppm,没有问题。
    关键要标识出这些不理想因素,做分析,看是否能够满足1%的变化。

    以上例子说明,偏差越小,就越容易控制。偏差大的话比如100ppm那变化1%就是1ppm了。

    偏差的变化主要是温漂和时漂,这两个都要测试。
    温漂测试还是比较方便,短时间就可以得到结果。
    时漂没有办法,之内慢慢测试。
    好在测试的时候不需要基准或其它苛刻条件,值需要3458A和一个2×2开关即可。

    初样测试
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    装完加电发现一个问题:电流太大。原因是启动受阻。由于推挽管至少有一个导通,电源通过变压器初级小电阻后使得电压上不去,这样振荡器部分就不工作,从而推挽管持续导通。后来推挽管供电回路里串联一个470欧的电阻解决了这个问题。

    重新加电后,发现电流还是大,断开解调部分电流正常,检查时序也正常,看来是模拟开关有问题。



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  • 是否采用 输出10V来驱动原边,降压后的7V进行反馈的方式。感觉直接15V驱动原边,方波的顶不会平。



  • 外国大神在对4017输出控制信号端进行调整理后,非线性好了一倍,在电路其他地方没变化的情况下,改动地方为
    1、D1,D2信号分别减少了一个二极管的串联。
    2、到4426的控制信号减少了1至3个二极管的串联。

    如果H11F1的关闭电阻非常大的话,第二点对输出的影响也许非常小,甚至是没有什么影响。
    那第一点对输出的影响就比较大。在试验的时候 就可以分别加串一个二极管来判断是否是这个二极管造成的影响。如果把二极管换成高速的或门电路是否会更好。

    还有一个地方的影响可能是存在的,看外国大神发的波形图,在D1或D2信号中,明显有两个短暂的下降脉冲,应该是4017计数切换的间隙,是否这两个脉冲有可能对输出非线性造成影响。是否可以在前2/3的计数输出端并上小电容进行消除或用其他方式消除。

    再一个地方是输出电压的高低是否会对H11F1开关的速度造成影响,比如电压越高打开时间越短,如果会也有可能是非线性的。

    最后一点,H11F1的输出是否纯电阻性质的,如果带有类似二极管的稳压性质哪怕只有几十微伏,也会造成不小的非线性。从之前外国大神发的线性数据的散点图来看,近似负倒数的特性,非纯电阻性的影响和负载恒电流也有这种特性。

    以上如果有影响如何进行补偿,如果可以的话。



  • 去掉解调后的串联电容是否可行,再回头看了原贴,原贴中减小电容为68n,线性变差。

    还有该电容是否存在残余电压,也许只有几十微伏,也会形成负倒数特性的非线性。



  • @3458A
    D1、D2信号分别减少了一个二极管,这个会有一定的影响,因为H11F1驱动电流增大,内阻降低,同时开关时间缩短。

    到4426的控制信号减少了二极管,这个我感觉没影响,一个原因是4426是逻辑电平驱动,另一个如果有影响的话副边7V和10V同时影响。

    两个向下的尖峰,属于4017不是同步计数造成的,但由于4017的开关速度远大于H11F1的速度,因此后者来不及反应。不过我的设想是用同步计数器就免除了这个问题

    输出电压高低我也会有一定影响,7V和10V的解调表面看电路完全一样但实际不对称,10V的负载为7V的一半左右才算对等(平方关系),也就是说,10V的1uF电容改成0.5uF、10V的H11F1串联电阻才算对称。

    H11F1是纯电阻开关,这点没问题,至少不会有超过零点几微伏的残压。

    解调串联电容,这个看来关系密切,我从一开始就没打算用这个电容。有了这个电容其实就是倍压整流或者叫峰峰值检波,而我只需要正半周即峰值检波因此不需要电容。我的电路实际上类似采样-保持。